Archivos Mensuales: diciembre 2017

Studying slotline transmission lines

PCB transmission lines are an optimal and low cost solution to make guided propagation at very high frequencies. The most popular lines are microstrip and coplanar waveguide. These transmission lines are easily realizable in a printed circuit board and whose impedance can be calculated from their dimensions. In these lines, TEM modes (transverse electromagnetic) are propagated, in which there is no component in the direction of propagation. However, there are other very popular lines that can also be used at high frequencies and are known as slotlines. In this post, we are going to study the electrical behavior of slotlines and some microwave circuits that can be done with them.

At high frequencies, lines usually behave like distributed transmission lines. Therefore, it is necessary to know its impedance so that there are no losses during propagation.

The microstrip and coplanar waveguides are very popular, since they are easily implemented on a printed circuit board, they are cheap and can be easily calculated. In both lines, the propagation mode is TEM, there are no field components in the direction of propagation, and their characteristic impedance Zc and wavelength λg depend on the line dimensions and the dielectric substrate which supports them.

There is another type of line, which is usually used at very high frequencies: the slotline. This line is one slot on the copper plane through which a transverse electric mode is propagated (specifically the TE01 mode, as shown in the following figure).

Fig. 1 –  TE01 mode on a slotline

The field is confined near the slot so that the propagation has the minimum possible losses, and as the microstrip lines, there is a discontinuity due to the dielectric substrate and air. It is used as a transmission line with substrates with a high dielectric constant (around εr≥9.2), in order to confine the fields as close as possible to the slot, although they can be used as couplings on substrates with lower dielectric constants. In this way, flat antennas can be fed with the slotlines.

In this post, we will pay attention to its use as transmission lines (with high dielectric constants), and the microwave circuits that we can make with them, studying the transitions between both technologies (slotline to microstrip).


Being a transmission line and like the other lines, the slotline has a characteristic impedance Zc and a wavelength λs. But besides, using the TE01 propagation mode, the electric field component which is propagated, in cylindrical coordinates, is Eφ, as it is shown in the next figure

Fig. 2 – Eφ component

This component is calculated from the magnetic components Hr and Hz, considering the Z-axis the propagation direction, which is perpendicular to the electric field. From here, we get an expression for the propagation constant kc which is

E_{\varphi}=\dfrac {j{\omega}{\mu_0}}{k_c^2}\dfrac {\partial H_z}{\partial r}=-{\eta} \dfrac {\lambda_s}{\lambda_0}H_r

k_c=\dfrac {2{\pi}}{\lambda_0} \sqrt {1- \left( \dfrac {\lambda_0}{\lambda_s} \right)^2}

where λ0 is the wavelength of the propagated field. The first thing is deduced from the expression of kc is that we will find a cuttoff wavelength λs, from which the field propagates as mode TE01, since λ0≤λs so that kc is real and there is propagation. This means that there will be a cuttoff thickness for the substrate which will depend on the dielectric constant εr. The expression for that cuttoff thickness, where there is no propagation at TE01 mode, is

{\left( \dfrac {h}{\lambda_0} \right)}_c=\dfrac {1}{4\sqrt{{\epsilon_r}-1}}

With these expressions, Gupta (see [1], page 283) got the expressions for the line impedance Zc and the line wavelength λs, which will allow us to typify the transmission line, making microwave circuits with slotlines.


As the microstrip and coplanar waveguides, slotline can be analyzed using a FEM electromagnetic simulator. We are going to study one transmission line on an RT/Duroid 6010 substrate, which dielectric constant is εr=10,8, with 0,5mm thickness. The slot width is 5mil. According to the impedance calculations, Zc is 68,4Ω and λs, 14,6mm, at 10GHz. In a 3D view, the slotline is the next

Fig. 5 – Slotline 3D view

The next graph shows the S parameters at 50Ω impedance of generator and load.

Fig. 6 – Slotline S parameters

On the Smith chart

Fig. 7 – Slotline impedance on Smith Chart

where the impedance is 36,8-j·24,4Ω at 10GHz.

It is possible to show the propagated surface current on the line in 3D view

Fig. 8 – Slot surface current, in A/m

where it can be seen that the surface current is confined as near as possible the slot. From this current, the H-field can be derived and therefore the E-field which only has a transversal component. It can be also seen two maxima on the current magnitude, which shows that the slot distance is λs.

The FEM simulation allows us to analyze the slotline lines and build microwave circuits, knowing the characterization shown in [1].


Like the slotline is one slot made on a copper plane, transitions can be made from slotline to microstrip. One typical transition is the next

Fig. 9 – Slotline-to-microstrip transitions

Microstrip lines finish in a λm/4 open circuit stub, so the current is minimal at the open circuit and maximum at the transition location. In the same way, the slotline finishes in a λs/4 short circuit stub, with the minimum surface current at the transition location. Then, the equivalent circuit for each transition is

Fig. 10 -Equivalent circuit for a slotline-to-microstrip transition

Using the FEM simulator it is possible to study how a transition behaves. The next graph shows its S parameters. The transition has been made on RT/Duroid 6010, with 70mil thickness and 25mil slot widths. The microstrip width is 50mil and the working band is 0,7÷2,7GHz.

Fig. 11 – Transition S parameters

and showing the surface current on the transition, it ts the next

Fig. 12 – Current on the transition.

where it can be seen the coupling of the current and its distribution on the slotline.


The slotline is a versatile line. Combined with microstrip (the microstrip ground plane can include slots), it allows us to make a series of interesting circuits, such as those shown in fig. 13

Fig. 13 – Microwave circuits with slotline and microstrip.

The 13 (a) circuit shows a balum with slotline and microstrip technology, where the microstrip is shorted to ground in the transition. The balanced part is the slotline section, since both ground planes are working like differential ports, while the unbalanced part is the microstrip, referring to the ground plane where the slots are placed. With this circuit it is possible to build frequency mixers or balanced mixers. Another interesting circuit is shown in 13 (b), a “rat-race” where the microstrip circuit is not closed, but is coupled through a slot to get the coupling. In 13 (c), a “branchline” coupler is shown, using a slotline and, finally, in 13 (d), a Ronde coupler is shown. This last circuit is ideal to equalize the odd/even mode phase velocities.


In this post, we have analyzed the slotline used like a microwave transmission line, compared with another technologie. Besides we have made a small behavior analysis using an FEM simulator, checking the possibilities of the line analysis (S parameters and surface current analysis) and we have shown some circuits that can be made with this technology, verifying the versatility of this transmission line.


  1. Gupta, K.C., et al. “Microstrip Lines and Slotlines”. 2nd. s.l. : Artech House, Inc, 1996. ISBN 0-89006-766-X.

Estudiando líneas de transmisión slotline

Las líneas de transmisión sobre PCB son una solución óptima y de bajo coste para poder realizar propagación guiada a muy altas frecuencias. Las más populares son las líneas microstrip y las coplanares, líneas de transmisión fácilmente realizables en un circuito impreso y cuya impedancia puede ser calculada a partir de sus dimensiones. En estas líneas suelen propagarse modos TEM (transversales electromagnéticos), en los que no hay componente en la dirección de propagación. Sin embargo, existen otro tipo de líneas muy populares que también se pueden utilizar a altas frecuencias y que se conocen como slotlines (líneas de ranura). En esta entrada vamos a estudiar el comportamiento eléctrico de las líneas de ranura y algunos circuitos que se pueden hacer con ellas.

En altas frecuencias, las pistas comienzan a comportarse como líneas de transmisión distribuidas. Por tanto, es necesario conocer su impedancia para que no haya pérdidas durante la propagación.

Son muy populares las líneas microstrip y las coplanares, ya que son fácilmente implementables sobre un circuito impreso a través de la serigrafía del cobre, son económicas y se pueden calcular fácilmente. En ambas líneas, la propagación es TEM, no existiendo componentes de los campos en la dirección de propagación, y su impedancia característica Zc y longitud de onda λg dependen de las dimensiones de la línea y del substrato dieléctrico que las soporta.

Otro tipo de línea, que suele usarse en frecuencias muy elevadas, es la slotline. Esta línea consiste en una ranura sobre un plano de cobre, por la que se propaga, en este caso, un modo transversal eléctrico (concretamente el modo TE01, tal y como se ve en la siguiente figura

Fig. 1 – Modo TE01 en una slotline

El campo queda confinado cerca de la ranura para que la propagación tenga las mínimas pérdidas posibles, y como sucede en las líneas microstrip, hay una discontinuidad debida al substrato dieléctrico y al aire. Su uso como línea de transmisión suele necesitar substratos con alta constante dieléctrica (del orden de εr≥9,2), para lograr confinar los campos lo más cerca posible de la ranura, aunque se pueden usar como acoplamientos en substratos con constantes dieléctricas más bajas. De este modo, se pueden alimentar antenas planas gracias a las slotlines.

En esta entrada nos ceñiremos a su uso como líneas de transmisión (con constantes dieléctricas altas), y los circuitos de microondas que pueden realizarse con ellas, realizando un estudio sobre transiciones entre ambas tecnologías (slotline a microstrip).


Siendo una línea de transmisión, la slotline tiene, como el resto de líneas, una impedancia característica Zc y una longitud de onda λs. Pero además, siendo el modo de propagación el TE01, la componente de campo que se va a propagar, en cilíndricas, es la Eφ, como se muestra en la figura

Fig. 2 – Componente Eφ de campo eléctrico

Esta componente se calcula a partir de las componentes Hr y Hz del campo magnético, considerando Z la dirección de propagación de la línea, perpendicular al campo eléctrico. De aquí obtenemos una expresión para la constante de propagación kc que es

E_{\varphi}=\dfrac {j{\omega}{\mu_0}}{k_c^2}\dfrac {\partial H_z}{\partial r}=-{\eta} \dfrac {\lambda_s}{\lambda_0}H_r

k_c=\dfrac {2{\pi}}{\lambda_0} \sqrt {1- \left( \dfrac {\lambda_0}{\lambda_s} \right)^2}

siendo λ0 la longitud de onda del campo propagado. Lo primero que deducimos de la expresión de kc es que vamos a encontrarnos una longitud de onda de corte λs, a partir de la cual el campo se propaga como modo TE01, ya que λ0≤λs para que kc sea real y exista propagación. Esto significa que va a haber un espesor de corte para el sustrato que va a depender de la constante dieléctrica εr. La expresión para ese espesor de corte, donde no hay propagación en forma de modo TE01,es

{\left( \dfrac {h}{\lambda_0} \right)}_c=\dfrac {1}{4\sqrt{{\epsilon_r}-1}}

Con estas expresiones, Gupta (ver [1], pág. 283)  extrajo unas expresiones que permiten el cálculo de la impedancia de la línea Zc y la longitud de onda de la línea λs, que nos permitirá caracterizar la línea de transmisión, y con esa caracterización, realizar circuitos de microondas con slotlines.


Como las líneas microstrip y las coplanares, las líneas slotline pueden ser analizadas usando un simulador electromagnético FEM. Vamos a estudiar una línea de transmisión en un substrato RT/Duroid 6010, que tiene una εr=10,8, con un espesor de 0,5mm, y una anchura de ranura de 5mil. Según los cálculos de impedancia, la línea tiene una Zc=68,4Ω y una λs=14,6mm a 10GHz. Vista en 3D, la slotline es

Fig. 5 – Slotline en 3D

La siguiente gráfica muestra los parámetros S de la línea de transmisión a 50Ω de generador y de carga.

Fig. 6 – Parámetros S de la slotline

Si representamos ahora los parámetros S en la carta de Smith

Fig. 7 – Impedancia de la slotline

donde tenemos una impedancia de 36,8-j·24,4Ω a 10GHz.

Para ver el campo propagado, usamos la visualización 3D, y representamos la corriente superficial en la ranura

Fig. 8 – Corriente superficial en la ranura, en A/m

donde se puede ver que la corriente superficial queda confinada cerca de la ranura. De esta corriente deriva el campo H y por tanto el campo E, que sólo tiene componente transversal. También se pueden ver la presencia de dos máximos, lo que indica que la distancia de la ranura coincide con la λs.

Gracias a la simulación FEM podemos analizar las líneas slotline y construir circuitos de microondas, sabiendo la caracterización que nos muestra [1].


Como la slotline es una ranura practicada sobre un plano de cobre, se pueden hacer transiciones desde slotline a línea microstrip. Una transición típica es

Fig. 9 – Transición slotline a microstrip

Las líneas microstrip finalizan en un stub en circuito abierto λm/4, de modo que la corriente es mínima en el extremo del circuito abierto y máxima en la posición de la transición. Del mismo modo, la slotline acaba en sendos stub λs/4 en cortocircuito, siendo la corriente superficial mínima en la posición de la transición. El circuito equivalente por cada transición se puede representar de la forma

Fig. 10 – Circuito equivalente de una transición slotline a microstrip

Vamos a estudiar con el simulador electromagnético cómo se comporta una transición como la de la figura adjunta. En este caso, se trata de una transición que funciona en una banda entre 700MHz y 2,7GHz, construida sobre un substrato RT/Duroid 6010, con un espesor de 70mil, y anchuras de ranura de 25mil y microstrip de 50mil. Los parámetros S de la transición son

Fig. 11 – Parámetros S de la transición

y si representamos la corriente superficial en la transición, obtenemos

Fig. 12 – Corrientes en la transición.

donde se puede ver el acoplamiento de la corriente en la transición y la distribución sobre la slotline.


La slotline es una línea versátil. Combinada con microstrip (el plano de masa de la microstrip puede albergar las ranuras) nos permite realizar una serie de circuitos interesantes, como los mostrados en la fig. 13

Fig. 13 – Circuitos que se pueden implementar con slotline y microstrip.

El circuito de la fig. 13 (a) muestra un balum con tecnología slotline y microstrip, cortocircuitando la línea microstrip en la transición. La parte balanceada es la de la línea slotline, ya que ambos planos de tierra son puertos diferenciales, mientras que la parte no balanceada es la línea microstrip, referida al plano de masa donde se construye la slotline. Con este circuito es posible construir dobladores de frecuencia o mezcladores balanceados. Otro circuito interesante es el “rat-race” de la fig. 13 (b), donde el circuito microstrip no está cerrado, sino que se acopla a la slotline para realizar la función. En la fig. 13 (c) es posible ver un acoplador “branchline” usando una slotline y por último, el acoplador de Ronde (fig. 13 (d)), que es un circuito idóneo para ecualizar las velocidades de fase de los modos par e impar.


En la entrada hemos analizado la línea slotline como línea de transmisión de microondas, comparada con otras tecnologías como la microstrip y la coplanar. Además, hemos hecho un pequeño análisis del comportamiento de la línea usando un simulador electromagnético FEM, en el que hemos podido comprobar las posibilidades de análisis de la línea, tanto en su comportamiento con parámetros S como en análisis de campos, y hemos mostrado algunos de los circuitos que se pueden realizar con esta tecnología, comprobando la versatilidad de la línea de transmisión.


  1. Gupta, K.C., et al. “Microstrip Lines and Slotlines”. 2nd. s.l. : Artech House, Inc, 1996. ISBN 0-89006-766-X.

Simulating transitions with waveguides

adapterWaveguides are transmission lines widely used in very high frequency applications as guided propagation devices. Their main advantages are the reduction of losses in the propagation, due to the use of a single conductor and air, instead of using dielectrics as in the coaxial cable, a greater capacity to use high power and a simple building. Their main drawbacks are usually that they are bulky devices, that they cannot operate below their cutoff frequency and that the guide transitions to other technologies (such as coaxial or microstrip) have often losses. However, finite element method (FEM) simulation allows us to study and optimize the transitions that can be built with these devices, getting very good results. In this post we will study the waveguides using an FEM simulator such as HFSS, which is able to analyze tridimensional electromagnetic fields (3D simulation).

Waveguides are very popular in very high frequency circuits, due to the ease of their building and their low losses. The propagated fields, unlike the coaxial guides, are electric or magnetic transverse (TE or TM fields), so they have a magnetic field component (TE) or electric field (TM) in the propagation direction. These fields are the solutions for the Helmholtz equation under certain boundary conditions

  • For the TE modes, Ez(x,y)=0

\left( \dfrac {{\partial}^2}{\partial x^2} +\dfrac {{\partial}^2}{\partial y^2} +k_c^2\right)H_z(x,y)=0

  • For the TM modes, Hz(x,y)=0

\left( \dfrac {{\partial}^2}{\partial x^2} +\dfrac {{\partial}^2}{\partial y^2} +k_c^2\right)E_z(x,y)=0

and solving these differential equations by separation of variables, and applying the boundary conditions of a rectangular enclosure, where all the walls are electrical walls (conductors, in which the tangential component of the electric field is canceled)

Fig. 2 – Boundary conditions on a rectangular waveguide

we can obtain a set of solutions for the electromagnetic field inside the guide, starting from the solution obtained for the expressions shown in fig. 1.

Fig. 3 – Table of electromagnetic fields and parameters in rectangular waveguides

Therefore, electromagnetic fields are propagated like propagation modes, called TEmn, for the transverse electric (Ez=0), or TMmn, for the transverse magnetic (Hz=0). From the propagation constant Kc is got an expression for the cutoff frequencyfc, which is the lowest frequency for propagating fields inside the waveguide, which expression is

f_c=\dfrac {c}{2} \sqrt {\left( \dfrac {m}{a} \right) ^2+\left( \dfrac {n}{b} \right) ^2}

The lowest mode is when m=0, since although the function has extremes for m,n=0, the modes TE00 or TM00 do not exist. And like a>b, the lowest cutoff frequency of the waveguide is for the mode TE10. That is the mode we are going to analyze using a 3D FEM simulation.


In a 3D simulator it is very easy to model a rectangular waveguide, since it is enough to draw a rectangular prism with the appropriate dimensions a and b. In this case, a=3,10mm and b=1,55mm. The TE10 mode start to propagate at 48GHz the next mode, TE01, at 97GHz, then the waveguide is analyzed at 76GHz, frequency in which it will work. Drawing the waveguide in HFSS, it is shown so

Fig. 5 – Rectangular waveguide. HFSS model

The inner rectangular prism is assigned to vacuum, and the side faces are assigned perfect E boundaries. Two wave ports are assigned on the rectangles at -z/2 and +z/2 , using the first propagation mode. The next figure shows the E-field along the waveguide

Fig. 6 – Electric field inside the waveguide

Analyzing the Scattering parameters from 40 to 90GHz, it is got

Fig. 7 – S parameters for the rectangular waveguide

where it can be seen that the first mode starts to propagate inside the waveguide at 48,5GHz.

From 97GHz, TE01 mode could be propagated too, it does not interest us, then the analysis is done at 76GHz.


The most common transitions are from waveguide to coaxial, or from waveguide to microstrip line, to be able to use the propagated energy in another kind of applications. For this, a probe is placed in the direction of the E-field, coupling its energy on the probe. (TE01 mode is in Y-axis)

Fig. 8 – Probe location

The probe is a quarter wavelength resonant antenna at the desired frequency. In X-axis, E-field maximum value happens at x=a/2, while to find the maximum in Z-axis, the guide is finished in a short circuit. So, E-field is null on the guide wall, being maximum at a quarter guide wavelength which is

{\lambda_g}=\dfrac {\lambda}{\sqrt {1-\left( \dfrac {f_c}{f} \right)^2}}

and in our case, at 76GHz, λ is 3,95mm and λg, 5,11mm. Then, the probe length will be 0,99mm and the shortcircuit distance, 2,56mm.

In coaxial transitions, it is enough to put a coax whose internal conductor protrude λ/4 at λg/4 from the shortcircuit. But in microstrip transitions dielectrics are used as support of the conductor lines, then it should be kept in mindpor the dielectric effect, too.

Our transition can be modeled in HFSS by assigning different materials. The probe is built on Rogers RO3003 substrate, with low dielectric constant and losses, making the transition to microstrip. The lateral faces and the lines are assigned to perfect E boundaries, and form of the substrate, to a RO3003 material. The waveguide inside and the transition cavity is assigned to vacuum. In the extreme face of the transition, a wave port is assigned.

Fig. 10 – Rectangular waveguide to microstrip transition

Now, the simulation is done analyzing the fields and S parameters.

Fig. 11 – E-field on the transition

and it can be seen how the E-field couples to the probe and the signal is propagated along the microstrip.

Fig. 12 – Transition S parameters

Seeing the S parameters, we can see that the least loss coupling happens at 76÷78GHz, our working frequency.


Among the usual waveguide devices, one of the most popular is the Magic Tee, a special combiner which can be used like a divider, a combiner and a signal adder/subtractor.

Fig. 13 – Magic Tee

Its behavior is very simple: when an EM field is fed by port 2, the signal is divided and in phase by ports 1 and 3. Port 4 is isolated because its E-plane is perpendicular to the port 2 E-plane. But if the EM field is fed by port 4, it is divided into ports 1 and 3 in phase opposition (180deg) while port 2 is now isolated.

Using the FEM simulation to analyze the Magic Tee, and feeding the power through port 2, it is got the next response

Fig. 14 – E-field inside the Magic Tee feeding by the port 2.

and the power is splitted in ports 1 and 3 while port 4 is isolated. Doing the same operation from port 4, it is got

Fig. 15 – E-field inside the Magic Tee feeding by the port 4.

where now port 2 is isolated.

To see the phases, it is used a vector plot of the E-field

Fig. 16 – Vector E-field inside the Magic Tee feeding by the port 2

where it is seen that the field in ports 1 and 3 has the same direction and therefore they are in phase. Feeding from port 4

Fig. 17 – Vector E-field inside the Magic Tee feeding by the port 2

in which it is seen that the signals in port 1 and 3 has the same level, but in phase opposition (180deg between them).

FEM simulation allows us to analyze the behavior of the EM field from different points of view, only changing the excitations. For example, feeding a signal in phase by port 2 and 4, both signals will be added in phase at port3 and will be nulled at port 1.

Fig. 18 – E-field inside the feeding by ports 2 and 4 in phase.

whereas if inverting the phase in port 2 or port 4, the signals will be added at port 1 and will be nulled at port 3.

Fig. 19 – E-field inside the feeding by ports 2 and 4 in phase opposition

and the result is a signal adder/subtractor.


The object of this post was the analysis of the electrical behavior of the waveguides using a 3D FEM simulator. The advantage of using these simulators is that they allow to analyze with good precision the EM fields on three-dimensional structures, being the modeling the most important part to rightly define the structure to be studied, since a 3D simulator requires meshing in the structure, and this meshing, as it needs a high number of tetrahedra to achieve good convergence, also tends to need more machine memory and processing capacity.
The structures analyzed, due to their simplicity, have not required long simulation time and relevant processing capacity, but as the models become more complex, the processing capacity increases, it it is needed to achieve a good accuracy.

In subsequent posts, another methods to reduce modeling in complex structures will be analyzed, through the use of planes of symmetry that allow us to divide the structure and reduce meshing considerably..


  1. Daniel G. Swanson, Jr.,Wolfgang J. R. Hoefer; “Microwave Circuit Modeling Using Electromagnetic Field Simulation”; Artech House, 2003, ISBN 1-58053-308-6
  2. Paul Wade, “Rectangular Waveguide to Coax Transition Design”, QEX, Nov/Dec 2006

Simulando transiciones en guía de onda

adapterLas guías de onda son líneas de transmisión muy utilizadas en aplicaciones de muy alta frecuencia como elementos de propagación guiada. Sus mayores ventajas son la reducción de pérdidas en la propagación, debido al uso de un sólo conductor y aire, en lugar de usar dieléctricos como en el cable coaxial, un mayor capacidad para usar potencias elevadas y una construcción sencilla. Sus principales inconvenientes suelen ser que son dispositivos voluminosos, que no pueden funcionar por debajo de su frecuencia de corte y que las transiciones de guía a otras tecnologías (como coaxial o microstrip) suelen tener pérdidas. La simulación por el método de los elementos finitos (FEM), permite, no obstante, estudiar y optimizar las transiciones que se pueden realizar con estos dispositivos, obteniendo muy buenos resultados. En esta entrada vamos a estudiar las guías de onda usando un simulador FEM como HFSS, que es capaz de analizar los campos electromagnéticos en 3D.

Las guías de onda son muy populares en los circuitos de muy alta frecuencia, debido a la facilidad de construcción y bajas pérdidas. Los campos propagados, a diferencia de las guías coaxiales, son transversales eléctricos o magnéticos (campos TE o TM), por lo que tienen una componente de campo magnético (los TE) o campo eléctrico (los TM) en la dirección de propagación. Estos campos son resultado de la solución de la ecuación de Helmholtz bajo determinadas condiciones de contorno

  • Para los modos TE, Ez(x,y)=0

\left( \dfrac {{\partial}^2}{\partial x^2} +\dfrac {{\partial}^2}{\partial y^2} +k_c^2\right)H_z(x,y)=0

  • Para los modos TM, Hz(x,y)=0

\left( \dfrac {{\partial}^2}{\partial x^2} +\dfrac {{\partial}^2}{\partial y^2} +k_c^2\right)E_z(x,y)=0

que resolviendo por separación de variables, y aplicando las condiciones de contorno de un recinto rectangular donde todas las paredes son paredes eléctricas (conductores, en las que la componente tangencial del campo eléctrico se anula)

Fig. 2 – Condiciones de contorno de la guía rectangular

obtenemos un conjunto de soluciones para el campo electromagnético en el interior de la guía, partiendo de la solución obtenida para las expresiones de la fig. 1.

Fig. 3 – Tabla de campos electromagnéticos y parámetros en guías rectangulares

Por tanto, los campos electromagnéticos se propagan en forma de modos de propagación, denominados TEmn, si son transversales eléctricos (Ez=0), o TMmn, si son transversales magnéticos (Hz=0). De la constante de propagación Kc obtenemos una expresión para la frecuencia de cortefc, que es la frecuencia más baja a la que se pueden propagar campos dentro de la guía, y cuya expresión es

f_c=\dfrac {c}{2} \sqrt {\left( \dfrac {m}{a} \right) ^2+\left( \dfrac {n}{b} \right) ^2}

El modo más bajo se da cuando m=0, ya que a aunque la función tiene extremos para m,n=0, no existen los modos TE00 o TM00. Y como a>b, la frecuencia de corte más baja de la guía se da en el modo TE10. Ese es el modo que vamos a analizar mediante simulación FEM en 3D.


En un simulador 3D es muy sencillo modelar una guía rectangular, ya que basta dibujar un rectángulo de las dimensiones adecuadas a y b. En este caso vamos a usar a=3,10mm y b=1,55mm. El modo TE10 se comenzará a propagar a 48GHz y el segundo modo, el  TE01, a 97GHz, así que vamos a analizar la guía a 76GHz, que es donde queremos hacerla funcionar. La guía, dibujada en un simulador como HFSS, se ve así

Fig. 5 – Guía rectangular. Modelo en HFSS

El prisma rectangular interior se asigna al vacío como medio material, y en los laterales se asignan paredes eléctricas como condiciones de contorno. A los rectángulos de los planos -z/2 y +z/2 se les asignan sendas fuentes de excitación, con el primer modo de propagación.

El campo eléctrico propagado a lo largo de la guía es de la forma

Fig. 6 – Campo eléctrico en el interior de la guía

Analizando los parámetros S de la guía, de 40 a 90GHz, obtenemos

Fig. 7 – Parámetros S de la guía rectangular

donde podemos ver  que es a partir de 48,5GHz cuando comienza a haber propagación en la guía.

A partir de 97GHz, el modo TE01 se comenzaría a propagar también, no interesándonos y centrándonos en los 76GHz, que es donde se quiere hacer funcionar la guía.


Las transiciones más comunes son aquellas que van de la guía a coaxial, o de guía a línea microstrip, para poder utilizar la energía propagada en otro tipo de aplicaciones. Para ello, lo que se hace es colocar una sonda en la dirección del campo eléctrico (en el modo TE01 es la dirección y), para que la energía que está asociada a ese campo se acople directamente a la sonda

Fig. 8 – Posición de la sonda

La sonda consiste en una antena resonante de cuarto de longitud de onda a la frecuencia que queremos acoplar. En el eje x, el máximo del campo eléctrico se encuentra en x=a/2, mientras que para encontrar el máximo en la dirección de propagación z, cerramos con un cortocircuito la guía, de modo que el campo E es mínimo en la pared de la guía, siendo máximo a un cuarto de onda de la longitud de onda de la guía, que es

{\lambda_g}=\dfrac {\lambda}{\sqrt {1-\left( \dfrac {f_c}{f} \right)^2}}

y en nuestro caso, a 76GHz, λ es 3,95mm mientras que λg es 5,11mm. Por tanto, la longitud de la sonda será 0,99mm y la distancia al cortocircuito 2,56mm.

En transiciones coaxiales, basta con poner un coaxial cuyo conductor interno emerja en λ/4 a λg/4 del cortocircuito. Pero en transiciones a microstrip se usan dieléctricos como soporte de las pistas de metal, por lo que hay que tener en cuenta el efecto del dieléctrico sobre la longitud de onda del material.

Nuestra transición puede ser modelada en HFSS asignando diferentes materiales. Construimos la sonda sobre substrato Rogers RO3003, de baja constante dieléctrica y bajas pérdidas, realizando la transición a línea microstrip. Todo el contorno lateral, así como las líneas de metal, se asignan a paredes eléctricas (conductores perfectos), mientras que el soporte de la línea es RO3003. El interior de la guía y la cavidad donde se aloja la transición es vacío. En el extremo de la transición asignamos un puerto.

Fig. 10 – Transición guía rectangular a microstrip

y ahora realizamos la simulación para ver cuáles son los campos y la respuesta de la transición.

Fig. 11 – Campo eléctrico en la transición

donde se puede ver cómo la sonda es excitada por el campo eléctrico y acopla este a la línea microstrip.

Fig. 12 – Parámetros S de la transición

Viendo la respuesta de los parámetros S, podemos ver que el acoplamiento con menos pérdidas de retorno se produce en la banda de 76÷78GHz, que es donde deseábamos que nuestra transición funcionase.


Dentro de los componentes populares que se pueden realizar en guía de onda, uno de los más populares es la T mágica, un combinador especial que puede ser usado como divisor  como combinador y como sumador/restador de señales.

Fig. 13 – T Mágica

El funcionamiento es muy sencillo: cuando se excita un campo electromagnético por el puerto 2, la señal sale dividida y en fase por los puertos 1 y 3. El puerto 4 queda aislado porque su plano E es perpendicular al plano E del puerto 2. En cambio, si el campo se excita desde el puerto 4, éste se divide en los puertos 1 y 3 en contrafase (180deg) mientras que el puerto 2 queda aislado.

Vamos a usar la simulación FEM para analizar la T mágica, y excitamos la potencia por el puerto 2, obteniendo

Fig. 14 – Campo eléctrico dentro de la T mágica  excitando desde el puerto 2.

donde se puede ver que la potencia es repartida en los puertos 1 y 3 mientras que el puerto 4 queda aislado. Haciendo lo mismo desde el puerto 4, obtenemos

Fig. 15 – Campo eléctrico en el interior de la T mágica excitando desde el puerto 4.

donde ahora es el puerto 2 el que queda aislado.

Para poder ver las fases, es necesario recurrir a un diagrama vectorial del campo eléctrico

Fig. 16 – Campo eléctrico vectorial excitando desde el puerto 2

donde se ve que el campo en los puertos 1 y 3 tiene la misma orientación y por tanto están en fase. Excitando desde el puerto 4

Fig. 17 – Campo eléctrico vectorial excitando desde el puerto 4

en la que se ve que las señales en el puerto 1 y 3 son del mismo nivel, pero están en contrafase (180deg entre ellas).

La simulación FEM nos permite analizar el comportamiento del campo electromagnético desde diferentes puntos de vista, ya que podemos cambiar las excitaciones. Por ejemplo, si introducimos por 2 una señal en fase con la que introducimos en 4, ambas señales se sumarán en fase en 3 y se anularán en 1.

Fig. 18 – Campo eléctrico en el interior de la guía excitando desde 2 y 4 en fase.

mientras que si invertimos la fase en 2 o en 4, las señales se sumaran en 1 y se anularán en 3.

Fig. 19 – Campo eléctrico en el interior de la guía excitando desde 2 y 4 en contrafase

con lo que estamos haciendo un sumador/restador de señales.


El objeto de la entrada era el análisis del comportamiento eléctrico de las guías de onda a través de un simulador 3D que usa el método de los elementos finitos (FEM). La ventaja del uso de estos simuladores es que permiten analizar con buena precisión los campos electromagnéticos en estructuras tridimensionales, siendo el modelado la parte más importante para definir correctamente la estructura a estudiar, ya que un simulador tridimensional requiere realizar un mallado en la estructura, y este mallado, a medida que necesita más tetraedros para lograr una buena convergencia, tiende también a necesitar más memoria de máquina y capacidad de procesado.
Las estructuras analizadas, debido a su simplicidad, no han requerido de tiempos largos de simulación y capacidad de procesado relevantes, pero a medida que se hacen más complejos los modelos, la capacidad de procesado aumenta, si se desea conseguir una buena precisión.

En posteriores entradas analizaremos otros métodos para lograr reducir el modelado en estructuras complejas, a través del uso de planos de simetría que permiten dividir la estructura y reducir considerablemente el mallado.


  1. Daniel G. Swanson, Jr.,Wolfgang J. R. Hoefer; “Microwave Circuit Modeling Using Electromagnetic Field Simulation”; Artech House, 2003, ISBN 1-58053-308-6
  2. Paul Wade, “Rectangular Waveguide to Coax Transition Design”, QEX, Nov/Dec 2006